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新型EPWM斩波器式交流稳压电源的原理分析

发布时间:2020-07-21 17:29:09 阅读: 来源:挂车厂家

0 引言

本文引用地址: 随着高新技术的发展,越来越多的高精密负载对输入电源,特别是对交流输入电源的稳压精度要求越来越高。但是,由于电力供求矛盾的存在,市电电网电压的波动较大,不能满足高精密负载的要求,需要在市电电网与负载之间增设一台高稳压精度的宽稳压范围的交流稳压电源。

交流稳压电源形式有很多种,目前应用较多的三相柱式交流稳压器,由于用的是机械传动和碳刷触点进行调节,因而存在工作寿命短、可靠性差、动态响应慢等缺点。正在被一种无触点多补偿变压器式交流稳压电源所取代。

“补偿”的概念有补足和抵消两种意思。所谓多补偿变压器式交流稳压电源,就是用多个(一般是2~4个)补偿变压器,将其次级串入主电路中,通过由双向晶闸管或固态继电器组成的“多全桥”变换电路,采用有选择的切换或通过切换串入补偿变压器的个数进行有级补偿,来达到稳压目的。由于没有机械传动和碳刷,因而提高了寿命与动态反应速度,使交流稳压电源的整体性能大大提高。但也存在着一些缺点,诸如只能有级调压,调节精度不高,使用的补偿变压器及控制开关较多,电路相对复杂等。本文取其优点、避其缺点,提出了用等脉宽调制(EPWM——equal-pulse width modulation)高频斩波器进行补偿的交流稳压电源以供参考。它是作者曾经研制和发表过的“PWM斩波器式交流稳压电源”的一种改进变形电路(参见电源世界2002年第1期及电源技术应用2002年第3期),比原电路更简单,也更合理一些。

1 工作原理

EPWM斩波式交流稳压电源的简化原理电路如图1所示。它是由主电路和控制电路两部分组成的。主电路是由EPWM桥式斩波器V1~V4及其输出变压器Tr、直流整流电源VD1~VD4和输出交流滤波器LF、CF组成。桥式斩波器通过其输出变压器Tr的次级串联在市电电源与负载之间,以便对市电电压的波动进行正、负补偿。桥式斩波器输出电压中的谐波,由滤波器LFCF来滤除。桥式斩波器所需的直流电源,由取自稳压电源输出端的市电电源,通过整流器VD1~VD4来供给。这里应该指出的是,EPWM桥式斩波器V1~V4并不是工作在逆变器状态,而是工作在桥式斩波器状态。这是由它的EPWM工作方式、直流电源电压波形和直流电容Cd值的大小及其功能来区分的。如图2所示,桥式斩波器的直流电压,不是通过电容Cd把整流电压滤波成恒定的平滑直流电压,而是仍然为单相桥式整流电压的波形。直流电容Cd不再具有直流滤波功能,而只是为了创造一个续流通路而设置的。对于感性负载,在一个斩波开关周期内续流的能量是很小的(由于斩波频率较高),所以Cd的值也很小,Cd的充放电速度很快,不会影响整流电压的上升或下降速度,使Cd上的电压与不滤波的整流电压波形相同。也就是说,由于电容Cd的值很小,它只允许续流电流通过,不再具有直流滤波功能,因此对整流波形不产生影响。这就说明桥式斩波器是工作在EPWM斩波状态,而不是工作在逆变状态。

图1 EPWM斩波式交流稳压电源的简化原理电路框图

图2 EPWM桥式斩波器主电路

斩波式交流稳压电源的控制电路,是由市电输入电压整流检测电路、比较电路、EPWM电路和桥式斩波器开关V1~V4工作状态的切换和触发电路组成。在市电电压整流检测电路中,加入对滤波电感LF上的电压检测,是为了减小滤波电感LF的电抗对稳压精度的影响。

EPWM斩波器式交流稳压电源工作原理如图1所示。当市电电压波动时,通过对市电输入电压us及滤波电感LF上电压的整流检测电路,得到电压信号US.L,将US,L与基准参考电压Ur进行比较,得到误差电压ΔU。当US,L>Ur时(市电电压上波动)得动+ΔU,+ΔU使EPWM调制器中的比较器U2不能工作,只能使比较器U1工作,+ΔU通过与三角波uc在U1中进行比较,在+ΔU大于三角波的部分产生出EPWM脉冲信号,此信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中的开关管V1~V4进行控制,在其输出变压器Tr次级产生负补偿电压-uco,使负载电压UL=US-Uco=Ur;当US,LUr时(市电电压下波动)得到-ΔU,-ΔU使EPWM调制器中的比较器U1不能工作,只能使比较器U2工作,-ΔU通过反相器与三角波uc在U2中进行比较,在ΔU大于三角波部分产生出EPWM脉冲信号,此信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中的开关管V1~V4进行控制,在其输出变压器Tr次级产生正补偿电压+uco,使负载电压UL=US+Uco=Ur。

对市电电压的正、负补偿,是通过状态切换触发电路,切换桥式斩波器中开关管V1~V4的工作顺序来实现的。如果对应于市电的正半周让V1及V4导通,对应于市电的负半周让V2及V3导通,是对市电电压进行正补偿,如图2中的虚线路径所示。对应于市电正半周让V2及V3导通,对应于市电负半周V1及V4导通,就是对市电电压进行负补偿,如图2中点划线路径所示。

采用图2所示主电路对市电电压波动进行补偿的关键有两点:一是EPWM;二是电容Cd的值要小到不影响整流电压ucd的变化,即使Cd小到不再具有直流滤波功能。

2 EPWM调制及正弦斩波电压的生成

图1所示交流稳压电路的EPWM,与正弦斩波电压的生成如图3所示。其中图3(a)为整流器VD1~VD4的交流输入电压波形,图3(b)为直流电容Cd上的电压波形,图3(c)为EPWM,图3(d)为EPWM产生的桥式斩波器中开关管V1~V4的触发脉冲波形,图3(e)即为EPWM正弦斩波电压波形,图3(f)为Tr初级补偿电压波形。

EPWM是由rkh,radla于1983年首先提出来的。其原理是采用用直流形式表示的误差电压ΔU与三角波电压uc进行比较如图3(c)所示,在直流误差电压ΔU大于三角波电压的部分产生出等脉宽调制脉冲,如图3(d)所示。用图3(d)的等脉宽调制脉冲去触发桥式斩波器中相应的开关管V1~V4,就可以在桥式斩波器的两桥臂中点a和b之间产生出EPWM正弦斩波电压波形,如图3(e)所示。经过滤波器LFCF滤波后,就可以在变压器Tr初级得到正弦补偿电压uab1,如图3(f)所示。uab1在Tr次级产生补偿电压uco。当对市电电压进行正补偿时,补偿电压uco与市电电压相位相同;当对市电电压进行负补偿时,补偿电压uco与市电电压相位相反。图3是针对正补偿情况画出来的,对负补偿也可以画出相应的波形图。

对于图3(e)所示的EPWM正弦斩波电压波形,为了使此波形具有半波奇对称,和四分之一波偶对称,以消除其傅里叶级数中的余弦项和正弦项中的偶次谐波,使载波比N=fc/f=4k,即三角波频率fc为市电频率f的4整数倍。调制比M=Δt/TΔ=ΔU/Ucm,Δt为脉冲宽度,TΔ=1/fc为三角波周期、Ucm为三角波幅值,如图3(e)所示。可知,M=Δt/TΔ就是EPWM正弦斩波电压波形的占空比D,即M=Δt/TΔ=D。

(a) 整流输入电压

(b) 电容Cd上电压

(c) EPWM

(d) 斩波开关驱动脉冲

(e) EPWM正弦斩波波形

(f) 补偿电压

图3 EPWM斩波器式交流稳压电源的工作波形图

载波三角波的方程式为

uc=i=1,2,3,…(1)

当调制电平为ΔU时,可求出触发脉冲起始点ti和终止点ti+1的方程式。

由=ΔU,得到

ti=ΔU(2)

由=ΔU,得到

ti+1=ΔU(3)

则脉冲宽度为

Δt=ti+1-ti=ΔU(4)

式中:TΔ=2π/N。

各触发脉冲的起始角和终止角的数值为

α1=(1-D);α2=(1+D);α3=(3-D);α4=(3+D);

……

由图3(e)可以看出,EPWM正弦斩波电压波形是镜对称和原点对称,因此,在它的傅里叶级数中将不包含余弦项和正弦项中的偶次谐波,只包含正弦项中的奇次谐波,即

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